爱华网数字锁相环：
首先运用2路CAPTURE单元分别捕获计算电网电压和逆变器输出电流的频率和相位，根据计算结果调节相应SPWM载波频率和初始相位，从而实现光伏逆变系统输出电流对电网电压的频率及相位的跟踪。
一、同步信号的检测与捕获
同步信号的检测分为电网电压与逆变输出电流的检测。电网电压频率和相位的检测为：
电网电压———过零比较器——光耦隔离——限压滤波——CAP4
电网电压首先经过采样电压送到过零比较器进行过零检测，得到与电网电压同频同相的方波信号，然后进行光耦隔离，并限压在3.3v以下，滤去高频干扰，最后送给DSP的C AP4端口，电网电压和输入到CAP4中的电网过零信号如下图：
逆变电流的检测与电网电压采样相同，逆变电流信号送给DSP的CAP5端口。
DSP捕获单元的作用是捕获引脚电平的变化，并记录电平发生变化的时刻。可以设定CAP4和CAP5均为检测到上升沿有效，由于CAP输入信号是方波信号，因此两个相邻上升沿之间的间隔恰好是一个周期，同时上升沿发生的时刻就是采样信号从负到正的过零点，从而实现对电网电压和输出电流频率和相位的检测。
二、SPWM波的产生机理
SPWM波是用正弦波与三角载波相互比较而产生的脉冲宽度与正弦波幅值成正比的方波信号，通常的硬件方法是直接将正弦与三角这两种波输入到一个由运放所构成的比较器进行比较而实现的。采用DSP芯片，用软件方法产生SPWM波的机理与传统的硬件方法不同。
在DSP芯片中，PWM信号的产生主要通过通用定时器的周期寄存器和相关比较寄存器的匹配实现的，周期寄存器装载着给定三角波周期相应的计数值，比较寄存器装载着正弦波离散化后的各个比较点的幅值。设定定时器为连续增/减计数模式，当定时器的计数值与比较寄存器中的值相等时发生两次匹配，在上述两次匹配时，相应的引脚的输出电平发生翻转，从而得到宽度不等的PWM波。
三、数字锁相与软件流程图
数字锁相的目标是使输出电流与电网电压同频同相，也即让逆变电流去跟踪电网电压的变化。输出电流频率是通过调整产生SPWM的三角载波频率而实现的，若电流频率小于电网频率，则应减小发生SPWM信号的相关定时器周期寄存器的值，从而通过提高三角载波频率来实现输出电流频率与电网电压频率相同，反之亦然。输出电流相位是通过调整产生SPWM信号正弦波离散值中的第一个点发生的时刻而实现的，当捕获到电网电压的过零点时，立即调整相应比较寄存器中正弦波离散值的指针，并做一定的时间补偿。
频率调整的过程是，当捕获到上升沿产生中断时，进入中断服务程序，先保护现场，再判断中断源是CAP4还是CAP5，如是CAP4,则说明产生中断的时刻是电网电压的过零点，将捕获值存入Uzero寄存器，再减去上一次的捕获值，两者的差正好是电网电压的周期。然后拿该周期与当前逆变电流周期作比较，倘若两者无差值，则返回，若有误差，则对周期寄存器做相应的调整。
相位调整的软件流程图：
相位调整的过程是，将当前电网电压与逆变器电流两者捕获的过零值作比较，得到相位差，若相位差小于等于允许值，则说明两者已同相，若相位差大于允许值，则做PI调节，然后再判正弦值有无大于限制值，如无，则直接把相邻两次的差值作为调整量，若大于限制值，则只调整限制值，在下一次中断时，再做进一步的调整。
四、举例说明
采用载波比N=400的SPWM同步调制技术，DSP芯片的CLOCK位40MHZ(即周期为25ns)，三角载波最小计数单位为1，基波频率为50HZ（即周期为20ms），因而正弦波的最想相位差为：400*2*25ns=20us，（20us/20ms）*360°=0.36°。即数字锁相环的锁相精度：0.36°/360°=0.1%。
11月15日
《电压电流双闭环控制逆变器并联系统的建模和环流特性分析》 肖岚 李睿
并联系统中各逆变器输出的有功功率之差主要取决于输出电压的相位差，输出的无功功率之差主要取决于输出电压的幅值差，因此，通过改变各逆变模块输出电压幅值来控制各模块输出无功功率平衡，通过改变各逆变模块输出电压相位来控制各模块均分有功功率。
双闭环控制并联逆变器的建模分析：单项半桥逆变器有逆变桥和LC输出滤波器构成，采用输出电压瞬时值和滤波电感电流瞬时值双闭环反馈控制策略。
电压外环采用PI调节器，控制输出电压跟踪基准正弦电压，PI调节器的输出作为电流给定；电流内环采用滞环控制方式控制，控制电感电流在正负滞环宽度范围内跟踪定电流变化。uref 为基准正弦波，uvf 为反馈电压，Kvf 为电压反馈系数，KP、KI为PI调节器的比例和积分系数，
iref 为电流给定，iL 为电感电流，K 为电流环放大倍数，Go为输出滤波电容Cf与负载并联的传递函数，ω为输出角频率
合肥工业大学 硕士学位论文 3*20KW光伏并网发电系统的设计
一．三环控制机构：
最内层是交流电流闭环控制，要求响应速度最快；其次是直流电压闭环控制，稳定太阳电池板电压，最外层是MPPT跟踪控制，响应速度最慢。
A．电流内环比例调节器设计
其中Kip是电流内环调机器比例系数，Kpwm=250是PWM逆变器静态增益，Ts=100us是开关周期，L=0.5mh是交流侧电感，R=0.02欧是近似电感中电阻，Ti=100us是电流检测延时。
B.电压外环PI调节器设计
设计电压外环时，将电流内环看成一个对象控制。
关于孤岛效应的一种检测方式：电压相位突变检测，实时监控并网逆变器端电压和输出电流建的相位差，为了满足单位功率因数运行，实现绿色电源，逆变器要通过监控其端电压来控制输出电流与电网电压同相，这有锁相环来实现，当电网断开时，端电压不再稳定，而逆变器控制输出电流仍然为正弦波，由于逆变器控制端电压和输出电流的同步仅发生在过零点，在过零点之间，逆变器工作于开环状态，于是端电压可能跳到新的相位，那么在下一个过零点到来时，逆变器将检测到电压与电流的新的相位差，如果超出正常范围（如何确定正常范围？？），将控制逆变器停止运行。
山东大学 硕士学位论文 光伏并网逆变器的研究及可靠性分析
如果光伏并网逆变器的输出采用电压控制，则光伏并网系统和电网实际上就是两个交流电压源的并联运行，这种情况下要保证光伏并网发电系统稳定运行，则必须采用锁相环控制技术实现与市电电网同步，在稳定运行的基础上，可通过调整并网逆变器的输出电压的幅值和相位来控制系统的有功输出与无功输出，但是由于锁相回路的响应较慢，并网逆变器输出电压值不易精确控制，系统可能实现环流等问题，同样功率等级的电压源并联运行方式不易获得优异性能，因此光伏并网逆变器的输出常采用电流控制，只需控制逆变器的输出电流跟踪电网电压，即可达到并联运行的目的。
要成功实现并网，使光伏并网逆变器在工作时的功率因数接近1，既要求输出电流为正弦波且与电网电压同频同相，输出电流的控制方式一般有：电流滞环瞬时控制方式和固定开关频率控制方式。
外环时电压反馈控制环，内环是电流控制环，将电压PI调节器输出电流幅值指令乘以表示网压的单位正弦信号后，得到交流的电流指令，将它与实际检测到的电流信号进行比较，当电流误差大于指定的环宽时，滞环比较器产生响应的开关信号来控制逆变器增大或减小输出电流，使其重新回到滞环内，这样，使实际电流围绕着指令电流曲线上下变化，并且始终保持在一个滞环带中。
这种方式中，滞环的宽度对电流的跟踪性能有较大的影响，当滞环宽度较大时，开关频率较低，对开关器件的开关频率要求不高，但跟踪误差较大，输出电流中的高次谐波含量较大，当滞环宽度较小时，跟踪误差较小，器件开关频率提高，对器件的开关频率要求较高。
锁相环：
并网电流的频率和相位与电网电压严格同步是通过软件锁相实现，即由输入信号的硬件整形电路和锁相软件配合完成，软件锁相环是将典型的锁相电路中由硬件来完成的功能改用软件编程的方式来实现，电网电压信号通过硬件电路整形后产生与其同步的TTL方波信号，将该方波信号送入到DSP的CAP引脚，DSP内部软件为CAP分配了一个计数时基。同时设定该时基为递增计数模式，只捕捉TTL信号的上升沿，并记录下此时定时器的值，这样相邻的两次定时器值的差即为所测电网电压的周期，用该周期作为正弦调制波的周期，即输出并网电流的周期，同时，通过判断电网电压过零点时正弦表格指针所在的位置来判断二者之间的相位差，相应的调整给定并网电流的正弦表格的指针，最后实现两者的同频同相。此系统的锁相是由捕获中断和定时中断共同完成的，定时中断用来输出SPWM波，捕获中断用来完成并网电流的周期计算和相位调整，具体是利用电网电压的周期来实现计算T1PR值作为给定并网电流周期，实现与电网电压的同频，通过调整正弦表指针PTR来实现与电网电压同相。其中，正弦表格200个点，载波频率为10KHZ，具体软件锁相环流程：
SPWM信号的产生流程
11月16日
基于DSP的软件锁相环的实现
基于DSP的软件锁相环设计此方案的基本思路是通过采样电压过零点来获取同步信号，采用DSP内部定时器的循环计数产生同步信号来实现压控振荡器和分频器的功能，即通过改变定时器的周期或最大循环计数值的方法来改变同步信号的频率和相位，同时对电压进行A/D转换及数据处理，得到基波及谐波电压的相位与频率，调整SPWM正弦表格指针地址完成对基波鸡谐波电压的锁相功能，
通常过零信号可以通过检测电网三相电压中的任一相的过零点获取，图中以检测A相电压过零点作为过零信号，将通过上升沿捕捉及软件滤波后产生的中断作为采样周期信号，当DSP内部时钟倍频后产生的中断在捕获到输入电压信号在过零点时，将发生正弦信号的指针归零，以保证输入电压信号过零时DSP发出的基准正弦波也同步过零，从而实现相位同步，本文采用SPWM触发模式，基准正弦信号是一个正弦数据表格，控制逆变器输出的基准点；同事采样电压信号，经DSP进行FFT计算分析其相位和频率，基波及谐波与A相电压过零点相位差，通过修改定时器周期寄存器来改变SPWM输出时正弦波的频率，以修改比较寄存器来改变SPWM输出时正弦波的相位，这样完成对基波及谐波电压的相位锁定。
过零信号经过软件滤波及校准后，在捕获到输入电压信号过零点时，直接将发生正弦信号的指针归零，保证输入电压信号过零时DSP发出的基准同步过零，从而实现相位同步，A相电压过零信号送入CAP，作为一个采样周期的基准，该周期的128倍频信号作为每次ADC启动基准，在系统初始化后开启CAP，并设置启动ADC，相应的模数转换，数据分析，控制量投出等操作，直到关机或出现故障，在CAP的中断程序中，根据待测信号周期T来设置事件管理器的通用定时器TIMER，每隔驻T/128s自动启动一次A/D转换进行数据采集。经FFT相位和频率分析后得到初相角、频率，将数据存入到对应寄存器中，完成基波及谐波的相频计算功能。
SPWM输出的相频调整
软件锁相环输出是由捕获中断和定时器中断共同完成，捕获中断可以完成电压周期和相位的计算，定时器中断用来输出SPWM波形，本方案中，三角载波是利用通用定时器的连续增减模式产生的，当通用定时器有效后，开始递增计数，直到等于周期寄存器的值，定时器开始递减计数，递减到零，重新开始递增计数，并重复以上过程，从而形成三角载波信号。得到三角波后，通过比较单元来控制输出波的极性，产生PWM波。
DSP片内带有比较单元，可提供6对可编程的PWM信号，这为实现上述算法提供了极大的便利，当定时器发生周期中断时，就需要重新装载比较器的值，即此刻的正弦值，设定载波比为21（载波比应为奇数且能被3整除），即一个正弦波的周期等于21个载波的周期，则相邻的两个三角波峰值对应的正弦波相位差为360毅/21=17.143毅，假定上一周期中断装载的正弦值为sin兹，则本周期中断所需装载的正弦值为sin（兹+17.143毅）。
通过读取寄存器中基波及谐波电压的初相角频率以及过零点相位差的值，调整对应的正弦表格初相角指针地址，通过修改定时器周期寄存器来改变正弦波的频率，修改比较寄存器来改变正弦波的幅值和相位，在下一个过零信号过零点投出相位和频率控制量，即可完成对基波及谐波电压及SPWM输出时的相位锁定。
基于DSP的光伏并网发电系统数字锁相技术蒋燕君
在光伏并网发电系统中，需要实时监测电网电压的相位和频率以控制并网逆变器，使其输出电流与电网电压相位及频率保持同步，即同步锁相。同步锁相是光伏并网系统一项关键的技术，其控制精确度直接影响到系统的并网运行性能，倘若锁相环电路不可靠，在逆变器与电网并网工作切换过程中会产生逆变器与电网之间的环流，对设备造成冲击，缩短设备寿命。
DSP内部集成了12路PWM发生器、6路CAPTURE单元电路等外设电路，非常适合于PWM信号的控制及锁相环的数字实现。
锁相环是一个闭环的相位控制系统，能够自动跟踪输入信号的频率和相位。
数字锁相的设计与实现：
首先运用2路CAPTURE单元分别捕获计算电网电压和逆变器输出电流的频率和相位，根据计算结果调整相应SPWM载波频率和初始相位，从而实现光伏逆变系统输出电流对电网电压的频率和相位的跟踪。
A．同步信号的检测与捕获：同步信号的检测分为电网电压与逆变输出电流的检测，电网电压的频率和相位检测如图：
DSP捕获单元的作用是捕获引脚上电平的变化，并记录电平发生变化的时刻，本文中CAP4和CAP5均设置为检测到上升沿有效，由于CAP输入信号是方波信号，因此两个相邻上升沿之间的间隔恰好是一个周期，同时上升沿发生的时刻就是采样信号从负到正的过零点，从而实现对电网电压和输出电流频率和相位的检测。
B.SPWM波的产生机理：SPWM波是用正弦波与三角载波相互比较而产生的脉冲宽度与正弦波幅值成正比的方波信号，通常的硬件方法是直接将正弦与三角这两种波输入到一个有运放所构成的比较器电路进行比较实现的，软件实现有所不同，在DSP芯片中，PWM信号的产生主要通过通用定时器的周期寄存器和相关比较寄存器的匹配来实现的，周期寄存器装载着给定三角波周期相应的计数值，比较寄存器装载着正弦离散化后的各个比较点的幅值，设定定时器为连续增/减计数模式，当定时器的计数值与比较寄存器中的值相等时发生比较匹配，这样在一个三角载波周期中会发生两次匹配，在上述两次匹配时，相应引脚的输出电平发生翻转，从而得到宽度不等的PWM波。
C.数字锁相环与软件流程图：数字锁相的目标是使输出电流与电网电压同频同相
，也即让逆变电流去跟踪电网电压的变化。输出电流频率是通过调整产生SPWM的三角载波频率而实现的，若电流频率小于电网频率，则应减小发生SPWM信号的相关定时器周期寄存器的值，从而通过提高三角载波频率来实现输出电流频率与电网电压频率相同，反之亦然。输出电流相位是通过调整产生SPWM信号正弦波离散值中的第一个点发生的时刻而实现的，当捕获到电网电压的过零点时，立即调整相应比较寄存器中正弦波离散值的指针，并作一定的时间补偿。
频率调整的过程是，当捕获到上升沿产生中断时，进入中断服务程序，先保护现场，再判断中断源是CAP4还是CAP5,若是CAP4，则说明产生中断的时刻是电网电压的过零点，将捕获值存入Uzero寄存器，再减去上一次的捕获值，两者的差值正好是电网电压的周期，然后拿该周期与当前逆变电流周期作比较，倘若两者无差值，则返回，若有误差，则对周期寄存器做相应的调整。
相位调整的软件流程图：
相位调整的过程是，将当前电网电压与逆变电流两者捕获的过零值作比较，得到相位差，若相位差小于等于允许值，则说明两者已同相，若相位差大于允许值，则作PI调节，然后再判正弦计数值有无大于限制值，若无，则直接把相邻两次的差值作为调整量，若大于限制值，则只调整限制值，在下一中断时，再作进一步调整。
基于TMS320F2812的软件锁相技术 李旭
软件锁相是将典型的锁相电路中有硬件来实现的对输出信号的相位和频率的控制改为软件编程的方式来实现，对光伏并网系统来说其具体实现思想是将电网电压作为输入参考信号，采样后通过硬件电路整形形成与其同步的TTL方波信号，通过CAP检测该方波信号的上升沿和下降沿来确定输入电网信号的频率和相位，而在DSP中依靠EV模块，通过软件设定SPWM载波周期寄存器TRP产生SPWM信号驱动功率器件输出并网电流，SPWM信号的周期和输出并网电流的周期相等，由于SPWM信号由DSP内部软件产生，所以DSP明确了解并网电流的周期和相位，这样软件锁相环中的反馈采样信号根本不需要任何硬件电路，在软件中直接调用即可。
A.电网电压同步信号的监测和捕获：在进行输出电流和电网电压同步的过程中，DSP需要检测电网电压信号的频率和相位作为外部输入参考，由于DSP芯片只能采集TTL电平信号，所以需要辅助硬件电路将电网的正弦波电压信号转换成幅值为3.3V的方波信号，本文将电网电压经变压器降压低通滤后，得到与其相同相位的弱电信号，该方波信号经过光电隔离和电平转换后，将幅值为3.3V的方波送到DSP芯片的EVA模块的捕获引脚CAP1和CAP2，CAP1用于捕获上升沿，触发中断后用两次捕获值之差来确定对应的电网频率，CAP2用于捕获下降沿，触发中断后在方波的后半周期进行锁相调整。
B.SPWM波的产生：
SPWM波是用正弦波与三角载波相互比较而产生的脉冲高度不变且宽度与正弦波幅值成正比的方波信号，通常的模拟方法是直接将正弦波与三角波输入到一个有运放所构成的比较器电路进行比较而实现的，采用DSP芯片，用软件方法产生SPWM波的机理与传统的硬件方法不同，在DSP芯片中，SPWM信号的产生主要是通过在事件管理器中设定通用定时器的周期寄存器和相关比较寄存器的值匹配来实现的，周期寄存器装载着给定三角波周期相应的计数值，比较寄存器装载着正弦离散化后的各个比较点的幅值，设定定时器为连续增减，当定时器的计数值与比较寄存器中的值相等时发生比较匹配，这样在一个三角载波周期中会发生两次匹配，如果需要改变三角载波的频率和脉冲的宽带，只需改变周期寄存器和比较寄存器的值，在上述两次匹配时，相应引脚的输出电平发生翻转，从而得到宽度不等的PWM波，在整个过程中，三角载波和正弦波并没有出现，他们只是一种抽象的波形，示意图：
C.频率跟踪的软件实现：采用SPWM信号模拟的正弦波频率主要取决于SPWM本身的载波频率和每个正弦波周期离散化输出的点数，即输出信号的频率：fsin=（SPWM波载波频率）/（每个sin周期输出的点数），在保证每个正弦波周期离散化输出的点数不变的情况下，输出信号频率由SPWM波载波频率来决定，而载波频率是可以通过周期寄存器值来改变的，利用这个特点，在软件编程实现时，我们可以通过改变周期寄存器的值，来即时调整输出频率的大小，在本文中假定每个正弦周期输出点数为512个，设定定时器为连续增/减计数模式，通过软件设置捕获单元CAP1的计数时基为定时器T2，设定T2的时基为4.6875MHZ（32分频），设定时器T1的时基为150MHZ，用于产生三角载波信号，采用一辅助寄存器Tn来保存CAP1两次捕获值之差，可得：Tn*(32/150)=1/f；2T1PR*（512/150）=1/f;式中，Tn为CAP1两次捕获值之差，T1PR为定时器T1的周期计数值，f为电网频率。
正常情况下电网频率f=50HZ,可得Tn=97350us，T1PR=2930us电网频率变化范围（50+-10）HZ，这样每次中断时Tn的值在95663~92092us变动，根据Tn的值查表1就能或得高精度的频率值，用这个频率值来改变三角载波的周期，即周期寄存器T1PR的值，以改变输出并网电流的周期，即周期寄存器T1PR值，以改变输出并网电流的周期，从而实现频率跟踪的目标。
D．相位同步调整的软件实现
对相位同步调整的软件实现，采用CAP2捕获方波下降沿触发中断，在SPWM波的后半周期进行调整，程序采用了一个辅助寄存器ARx(x=0,1,2….7)进行SPWM波的计数，其原理可以这样解释：一个完整的半周期SPWM波需要取256个点进行比较，在上升沿CAP1发生中断时，ARx的初值设为256，以后每比较一次，辅助寄存器值减1，如果在下降沿CAP2发生中断时，该寄存器的值不为0，则需要改变SPWM波的三角载波的频率进行锁相调整。
计算调整后的发生SPWM波的相关定时器周期寄存器T1PR值的公式：T1PR’=(1-x/256)T1PR,式中x为ARx中的值，T1PR’为要调整的周期寄存器的值。
电网频率跟踪的软件流程图如下图所示，它由捕获上升沿的CAP1中断子程序来完成，相位同步调整的软件流程图如图所示，由下降沿CAP2中断子程序来完成。
11月18号
一种新的基于DSP的高精度UPS锁相技术 马学军
锁相原理：市电电压是按正弦波规律变化的，UPS的输出电压波形也是正弦的，设UPS逆变器电压的频率为fups，而市电电压频率为f1，那么这两个电压的瞬时值可表示为：
式中，uups，Umups，wups分别为UPS逆变器输出电压瞬时值，幅值，角频率，wups=2pifups；u1，Um1，w1分别为市电电压瞬时值，幅值，角频率，且w1=2pif1；
数字锁相环的原理和方法：
对于采用SPWM控制的逆变器，可以固定载波比N=fc/fups，通过改变三角载波频率fc（周期Tc），则可以改变输出交流电压基本的频率fups，本文正是用这种方法来调节逆变器输出电压的频率，从而相应的调节相位，完成逆变输出的频率相位跟踪市电的锁相过程，所设计的系统逆变输出频率为50HZ，三角载波频率20KHZ，载波比N=400，本文以市电相位为360°时的计数值为基准，并比较逆变器输出也为360°时的计数值（两者用同一个定时器T1的计数器T1CN）,若后者小于前者则逆变器输出超前，需要增大逆变输出载波周期T2PR的值，反之逆变输出滞后市电，需要减小逆变输出载波周期值，直至二者相位为360°时刻T1CNT的值相同即锁相。
为了实现对电网电压频率和相位的跟踪，可以利用一个比较器进行过零检测，为了提高抗干扰能力及检测的快速性，工程上所用的比较器一般为滞环比较器，数字锁相示意图：
数字锁相的实现：
数字锁相的程序实现：
程序上安排DSP的捕获中断和周期中断程序完成检测和计算任务
捕获中断程序：改程序的任务是实现市电过零点的检测及市电周期值T-net的读取，当CAP口捕获到市电相位为180°对应的检测方波的上跳沿来临时，进入CAP中断程序，读取T1CNT的值赋给市电周期值寄存器T-net，然后将T1CNT清零，它的一半T-net/2则代表了市电相位为360°时T1CNT的值。
周期中断程序：该程序的任务是计算相差并作PI调节，完成锁相工作，周期中断发生时，载波数计数器Tccnt加1，当Tccnt=200时读取计数器T1CNT的当前值，它代表了逆变器输出电压相位为360°时的T1CNT的值，（9）式即表示两者的相位差。
当逆变器输出与市电之间有相位差时，可以通过数字PI调节器进行闭环控制，本文采用PI调节器实现锁相过程，使逆变器输出的频率和相位快速跟踪市电，从而消除相差，实现锁相，市电相位为360°处对应的T1CNT的值相当于给定，而逆变器输出电压相位360°处对应的T1CNT则相当于反馈，PI的输出微调三角载波周期T2PR的值，由于载波比N=400保持不变，在改变载波周期的同时，逆变输出的频率也随之在50HZ附近进行微调直至相差在允许的范围内这样就可以保证逆变器输出与市电同频同相，即准确锁相，。数字锁相的控制框图
与程序流程如图3 ,参数列表如表1。其中,市电的锁相设置与DSP 的通用定时器T1 有关,载波周期的设置与通用定时器T2 有关,当市电频率为50Hz时,载波频率为20KHz ,设置T2CON 的分频系数为1 ,T2CNT 的计数方式为增减方式,则T2 的周期寄存器T2PR 的值可设为500 ,500 * 2* 50ns = 50μs 对应于载波频率20KHz。
本文的逆变电源采用了载波比N = 400 的SPWM同步调制技术, DSP 为TMS320F240 ,系统时
钟为20MHz (周期50ns) ,各载波工作于双极性计数方式,载波最小计数单位为1 (对应50ns) ,因而每个正弦周期的最小相位差为: 400 * 2 * 50ns = 40μs ,即:(40μs/20 ms)·360°= 0.72°(或0. 0126 弧度) 。在基波为50Hz 时,频率或相位的控制分辨率为:0.72/360 =0.2 %。
一种基于TMS320F2808的高精度UPS电源锁相计数 郑必伟
数字锁相环设计：
A锁相原理：交流电网电压ub和UPS 逆变输出的电压ui 分别为:ui = Ubmax sin(2πf 1 t) (1) ui = Uimax sin(2πf 2 t ±θ) (2)式中,Ubmax与Uimax分别为电网电压幅值和逆变输出电压幅值; f 1与f 2 分别为电网电压和UPS 逆变输出电压的频率;θ表示ui 超前或滞后ub 的相位角。由ui 和ub的表达式可知,要实现锁相,必须满足:2πf 1 t = 2πf 2 t ±θ(3)即:f 1 = f 2 ±θ/ 2πt (4)因此, ui和ub的同频同相可通过对f 2 进行调节来实现。当逆变输出电压超前市电电压时,则要求逆变输出电压的频率f 2 减小;而当逆变电压滞后市电电压时,则要求逆变输出电压的频率f 2 增大。这样经过几个周期的调节之后,便能实现逆变输出和电网电压的同频同相。
B 数字锁相环的模型：锁相环是一个闭环的相位频率控制系统，其输出必须能实时跟踪输入信号的频率和相位，当锁相环处于锁住状态时，输出信号与输入信号的相位差必须为零或保持不变。如果产生一个相位差，控制方法将对振荡器起作用，使得相位差降至最小，这样一个系统中，输出信号的相位就被锁定到参考信号的相位，为了建立数字锁相环的数学模型，我们先引入模拟锁相环框图与数字锁相环比较。其中鉴相器PD用来对市电和逆变信号进行比较，得到相位误差信号Up，Up经低通滤波后得到信号U1，U1控制VCO改变Uout的频率和相位，以达到锁频锁相的目的，整个环是一个负反馈的过程。
图中φin 为输入市电的相位信息,作为整个数字锁相环的给定;而鉴相器PD 的功能则可以通过DSP 的捕获口来实现;kp + ki / s 为PI 调节,可等效为图2 (a) 中的环路滤波器L PF ; PI 的输出改变载波周期,从而实现SPWM 波频率的改变。
高精度数字锁相的控制与实现
基于芯片实现高精度锁相方案首先是产生50HZ的SPWM（正弦脉宽调制）波，SPWM波的产生采用等效面积法来实现，一个正弦周期产生的脉冲个数固定（400），程序中用一个变量SPWM-i来记录当前一个周期内已经产生的脉冲个数，为了提高产生波形的正弦度以及节省运算时间，提高程序的运行效率，程序中的乘除运算及余弦的求值均采用28系列DSP中含有的IQMATH库函数来实现。
逆变输出完全由软件控制，从SPWM-i便可知逆变输出电压的相位信息，因此本方案在硬件方面仅需要电网电压的检测电路即可，包括电网电压经采样变压器降压采样，再将采样电压送到过零比较器进行过零检测，得到与电网电压同频同相的方波信号，然后限压滤波，最后送到DSP的CAP1口，鉴相器用CAP1口捕获市电降压过零检测后得到方波的上升沿来实现，锁相流程图为：
其基本思想是获取SPWM-i为0时的定时器计数值ECap1Regs.TSCTR并存于Phase-er中，判断该值是否在锁相得死区范围内，若在则表示已锁住相，置锁相完成标志位，否则计算相位差EcapPhased-err，根据相位差EcapPhased-err来进行PI运算得到此时的SPWM载波周期修正量Delta-prd。程序中的PI运算可用增量式PI算法来实现，算法简单且容易实现，将得到SPWM载波周期修正量Delta-prd跟电网电压周期相加限幅后作为新的SPWM载波周期值。
锁相精度：
基于SPWM控制的电压、电流双环逆变器建模及其仿真 朱成邦
双环控制逆变器结构：基于SPWM的电压电流双闭环控制方式，外环为瞬时电压环控制，输出电压与参考正弦基准比较，误差信号经过PI控制器调节后作为电流内环基准；内环为电流环，电感电流瞬时值与电流基准比较产生的误差信号与三角波载波比较后产生SPWM控制信号，由于采用电感电流作为内环，因此这种控制方法有输出限流的功能，即使在输出短路的情况下，输出电流也不会很大，而是被限定在设定的电流值，增加了系统的可靠性，对逆变器过载有较好的保护作用。
控制器参数设计：
其中E为直流母线电压，R为负载阻抗，L为滤波电感值，C为滤波电容值，KL为内环电流检测系数，KU为外环电压检测系数，KPWM为PWM环节等效增益，输出电压与给定参考信号相比较，得到误差信号经外环PI调节器
（KPs+Kl）/s，其输出作为内环给定信号，内环给定信号与输出电流作比较，得到的误差信号经内环比例调节器K倍运算，得到了内环的控制信号，最后送入PWM调制器控制PWM脉冲的产生。
基于DSP的光伏并网发电系统软件锁相技术 马茜
A软件锁相环设计：根据软件锁相环实现的原理，在此采用的数字锁相设计方案是：利用DSP事件管理器模块EVA的2路CAP单元分别捕获经过信号调理的电网电压和并网电流对应的方波信号，根据计算结果调节算法中的步进值和相位指针从而实现光伏逆变系统锁相控制，其捕获示意图：
A电网电压检测：F2812片内ADC模块的模拟输入电压范围为0~3V，其引脚最大输入电压为-0.3~+4.6V,因此需要对输入的双极性信号进行调理，调整到相应的范围内，再输入到F2812的ADC模块，信号调理电路由运算放大器LM324和仪表放大器INA128构成，图2给出了电网电压信号调理电路原理图，图中，R1=36K欧，R2=R4=5.1K,R3=R5=100K,R6=R7=1K,C1=0.1uF,电压互感器检测到的交流信号通过LM324构成的电压跟随器和反相器输入到INA128，在INA128的REF引脚接+1.5V抬升电压，把-1.5V~+1.5V的交流信号转换为0~+3V的单极性信号，经过RC无源滤波和IN5817构成的限幅电路，接入F2812的AD输入引脚ADCpin。
经计算可得电网电压峰值与ADCIN处电压峰值的对应关系表如表1，按照设计要求，电网电压最大值为220(1±15％)V，故表中±358V为电网电压的峰值。图3为电网电压过零相位检测电路，该电路由带输入保护的电压比较器和光耦构成，在电网电压过零时刻，电路输出反转，形成随电网电压变化而变化的方波，输出波形如图4所示，图4中，CH1为电网电压波形，经过过零检测电路后，转换为同频同相的3V以内的方波信号CH2，方波上下边沿分别对应正弦波信号的2个过零点，由输出波形可知两个信号相位差只有0.7°。
并网电流检测：对于并网电流信号调理而言，需先进性电流-电压转换，其后与电压信号调理电路组成基本相同。经计算可得并网电流峰值与ADCIN处电流峰值的对应关系见表2，按照设计要求，并网电流最大值为50A。
并网电流过零相位检测电路与电网电压过零相位检测电路结构一样，由带输入保护的电压比较器和光构成，在并网电流过零时刻，电路输出反转，形成随并网电流变化而变化的方波，输出波形见图5，CH1为并网电流转换电压波形信号，CH2为转换后波形，由输出波形可知两信号相位差只有0.7498°，过零检测有一定精度。
并网电流锁相控制的设计：
由于并网逆变器采用异步变频调制算法，调制信号频率fr变化，载波频率fc不变，那么，可将载波频率fc作为逆变系统的采样频率fs，以采样频率fc离散化调制信号，再以一个16位unsignedint型变量Pindex（2812是16位定点控制器）为相位指针，则第k步调制信号的相位指针Pindex值为：
并网逆变器电流控制方式的控制目标是保证并网电流的频率、相位与电网电压一致，实现系统功率因数为1。并网电流锁相控制原理图为图6，利用DSP的捕获端口CAPx，对电网电压和并网电流的过零点进行相位捕获，得到当前的相位指针Pindex和电网电压频率fn，利用式2，求出步进值，让Pindex增减一个步进值使得其向逆变过零相位值趋近，这样就可实现市电与并网电流的相位相一致，也就可以实现并网电流频率、相位对电网电压的跟踪，图7为过零捕获子程序框图：
