全平衡、新甲类纯后级功放 家用纯后级甲类功放机

发布时间：2018年04月10日 22:06:51分享人:梦想永遠在騷動来源:互联网20


这是一台双声道、全平衡、新甲类纯后级功放，每声道8Ω输出120W，4Ω输出200W。今年五月份已经做完，但一直没时间编辑文字，搁至今日。先上几张图，本人打字速度超慢，待我慢慢上，诸君莫急。









先说几句概念性的话：在论坛上常看到有人问“什么是全平衡”？在平衡式功放中所说的“平衡”或“全平衡”，是指信号的传输方式。它是将信号分解成幅度相同、相位相反的两个信号，由两个相同或互补的放大器将信号放大，扬声器接在两个放大器的输出端之间，从输出形式上看是BTL接法。全平衡传输方式，从输入到输出的全过程中，信号不通过地线传输。通常我们说的“平衡”，或在有些普通功放中还带有平衡调节旋钮，这里所谓的“平衡”，是指把两个声道的音量（或增益）调到一致。此平衡非彼平衡。“非平衡”传输是以“地”为基准，信号是通过信号线和地线传输的。至于BTL功放和全平衡功放的区别，从输出端看上去是一样的，都是桥式接法。其主要区别在：从输入到放大的全过程中，看信号的传输是否与地线有关，既信号的负端是否接地。

以上概念不知是否说清，有大侠和高手敬请补充，请勿拍砖！

闲话休提，言归正传。

先说说设计思路：

平衡式放大器以其动态大、谐波小、频带宽、信噪比高、解析力强、输入阻抗高、输出阻抗低、直流性能稳定等诸多优点被高档功放采用。然而，平衡式放大器由于电路结构不同，其效果也不尽相同。有的平衡式放大器只用两个独立的放大器将平衡信号各自放大，在输出端接成BTL形式，如图1。这种接法是典型的反相（或同相）放大器的接法。其闭环共模抑制比等于1，它将输入端的共模电压直接送到输出端，并没有有效的抑制共模电压。对于电位器产生的联动误差，以及两个放大器的差异造成的信号不对称，也没有增进平衡和对称的能力。图2是由两个减法器构成的平衡式放大器，它的闭环共模抑制比等于开环共模抑制比，所以有很强的共模抑制能力。同时，由于两个放大器“你中有我，我中有你”，解决了放大器和电位器差异造成的信号不对称、不平衡问题。这种结构还可以将非平衡信号自动转换为平衡信号，无需增加非平衡—平衡转换电路，减少了由转换电路增加的噪声。晶体管的温度特性以及元器件误差造成的输出端直流电位漂移问题，靠直流伺服电路来解决。

根据以上理念设计的整机电路结构如图3，这种平衡式放大，又有双直流伺服电路检测误差，在有些资料中叫“超平衡”放大器。







整机的完整电路如图4-1、图4-2所示。由于文件太大，传不上来，只好拦腰切断，看起来有点不方便了。

图4中的IC1、IC2、IC3三块单元电路2008年12月在本站贴出过，现在也不知道沉到哪里去了。等明天准备好再贴。

图4





平衡（或全平衡）是对非平衡而言的，我们一般看到和使用的功放，其信号是从插座的正端（芯）和“地”（外壳）输入的，在放大器内部，信号电流要通过负载流回地线，由于地线上除了信号电流外，还有电源电流，它会在地线上产生电位差，这样容易产生噪声和干扰。平衡式（全平衡）功放的信号是从插座的正端（芯）和负端（芯）输入的，不通过“地”。在放大器内部，信号电流从“正”通过负载到“负”的流动，“地”线中没有信号电流。所以负载上只有纯粹的音频信号。

图4中的IC1、IC2、IC3三块单元电路2008年12月在本站贴出过，现在也不知道沉到哪里去了。为了有兴趣的朋友对电路有个完整的了解，重新编辑贴上。

一. 缓冲器（WH0502）：

缓冲器做过两个版本，第一个版本：用N沟道和P沟道低噪声结型场效应管构成互补输入级，N型和P型低噪声双极型管组成互补输出级。但由于N沟道和P沟道场效应管配对很困难，使得输出中点电位很难调到mV级，只好放弃。

第二个版本如图5所示：输入级用同极性场效应管组成共栅—共源电路，VT3是VT1、VT2 恒流源。VT4、VT5 为互补推挽输出，选用双极性低噪声管。既是这样，六只场效应管也还需严格配对，输出中点电位调到5mV以下仍需反复几次。

整个缓冲器动态大、噪声低，增益略小于1 。输入阻抗很高，对信号源影响小，对各种音源的适应能力强，能很好地满足高品质音源的要求。

图5--缓冲器



图6--缓冲器 裸片



二. 低噪声音频电压放大器（WH0503）：

全平衡、新甲类纯后级功放 家用纯后级甲类功放机
电路原理图如图7所示。可以看出这是两个完全独立、互补、对称的放大器。

我们知道，晶体管的电流放大倍数——即hfe并不是完全线性的，它随着Vce和Ic的大小而不同。我们在测试差分对管时，hfe都是在给定Vce和Ic的条件下测得的。然而在实际电路中，加在管子CE结上的电压Vce却是随着信号的大小而变动，因此使差分对管在动态工作时并不完全对称。特别是PNP 管，其特性曲线的斜率很大，动态时的hfe与测试时的hfe相距甚远。然而在共基—共射电路中，hfe随Vce不再变化，在图示仪上测试，可以看到输出特性曲线非常平直。从而保证了动态时差分对管的一致性，提高了电路性能。同时，共基—共射电路还具有较高的带宽增益积，使整个放大器的频带宽度得到延伸。所以，WH0503的输入级和电压放大级均采用了共基—共射电路。这是典型的三级放大电路，各元器件的作用和各级功能就不必细说了。

前段时间买了本《音频功率放大器设计手册》看了看，据作者的研究，第二级----电压放大级，如果选用带恒流源负载的共射—共基式电压放大级并在输出级前增设缓冲器，可以使电压放大级失真降低到足以忽略的程度。

由TL431构成偏置电压源，的确不错！随着温度的升高TL431的输出电压略有升高，而VD1、VD2、VD3（VD5、VD6、VD7）的结电压随着温度的升高而下降，二者相互补充，从而输出稳定的偏置电压。二小时内变化幅度小于5mV。

模块用了三十只晶体管，工作电流约45mA左右。在35V以上的电压下运行时，发热是不容忽视的。为了解决好散热问题，模块采用陶瓷基片双面贴焊，60mm×40mm的铝散热器包封。如图8---图10所示。

图7--低噪声电压放大器电路图



图8--低噪声电压放大器 裸片1



图9--低噪声电压放大器 裸片2



图10--低噪声电压放大器外观



三. 偏置电压电路（WH0504）：

电路原理图见图11。该偏置电路是大家熟知的恒压偏置电路，其原理无须赘述。这种偏置电压电路是负温度系数，有利于稳定功放管电流。

图11--偏置电压电路



图12--甲类偏置电源 裸片



现在回到图4。

平衡或非平衡信号是通过继电器K1选择的。其目的是为了在非平衡信号时，将缓冲器的9端（反相端）接地，以避免干扰信号从9端进入缓冲器。其实，我反复试过，既是缓冲器的一端不接地，也从扬声器听不到噪声的增加。

缓冲器输出信号经输入电阻R1--R4进入电压放大器，无论输入的是平衡信号还是非平衡信号，电压放大器输出的都是平衡信号，由WH0503的7、8、9、10脚输出。电压放大倍数由反馈电阻R6（忽略R5）和输入电阻R1的比值决定。

在功率放大器中，末级推动管基极的偏压方式决定了功放管的工作类型，为了让放大器兼有甲类放大的低失真和乙类放大的高效率，涌现出各种偏置电路，无论是哪种偏置方式，其目的都是让输出级功放管的基极电压随信号大小而浮动，使功放管工作时不出现截止过程。

“超甲类动态偏置电路”有不少应用和介绍，而“新甲类同步偏置电路”，却很少。我第一次看到“新甲类同步偏置电路”已是20多年前的事了，在《高保真扩音机制作》一书中有详细介绍。但在此后几乎没看到厂机或DIY机的应用。这次在拟定设计方案前，我用多种偏置电路做实验，比较它们装配调试的难易程度和重复性，末级功放管基极偏压随输入信号变化的线性程度，以及对比它们的失真波形。

超甲类动态偏置电路做过三个版本，从简单的2只管子到复杂的十几只管子的。感觉一：不易调整。由于对电路起主导作用的管子工作在微导通状态，分寸不好把握。感觉二：末级功放管基极偏压随输入信号变化，在信号较小和最大（以不失真为前提）的两头，线性度不好。

同步偏置电路却有如下优点：一是线路简单，它由三个大家熟悉的恒压偏置电路和四只二极管组成；二是调整容易，它的调整和普通甲类（或甲乙类）一样，调整恒压偏置电压，即可改变功放管的静态工作电流；三是功放管的电流随输入信号变化的线性好；四是失真小。

同步偏置电路的工作原理如图13虚线框内的部分所示，其工作过程是：无信号时，输出O点的电位为零。此时适当调整U1、U2和U3可使B点的电位低于A、C点的电位，E点的电位高于D、F点电位。二极管VD1—VD4均导通，VT5、VT7、 VT6、VT8的静态电流由U1、U2、U3共同决定。如果输入正信号，使A点电位升高，B点电位跟着升高，引起VT5、VT7的电流增大，VT7的发射极电流ie7在发射极电阻Re7上产生较大的电压降ue7。此时，如果输出级是单一偏置（U1）的普通乙类放大电路，便会因ue7的增大而使G点的电位高于O点电位，使VT8变成反向偏置而进入截止状态。但同步偏置电路里，U3通过VD4的耦合，使VT6基极的瞬时电位uf在随放大器输出电压Uo的升高而浮动时，其值总比Uo低一个值（U3减去VD4的正向压降）。也就是说，VT6、VT8在整个正信号输入过程，一直保持由U3提供的正向偏置，不会进入截止状态，避免了开、关情况的发生。这时由于输入正信号，D点的电位也升高，二极管VD3截止。由于ue7较大，使得C点电位低于B点电位，VD2也截止。输入负信号时A点、D点电位降低，VD2、VD3导通，VD1、VD4截止，VT5、VT7由U2维持足够的正向偏置，不会进入截止状态。可见，同步偏置电路是借助二极管的开关作用和恒定偏置电压U2、U3，使功放管不再出现导通--截止的开关过程。只要VD1-- VD4的开关性能比推动管和功放管好，开关失真便可克服。另外，为了抑制交越失真，VD1--VD4应选用低正向压降二极管，利用其接近平方曲线的正向特性，使输出级的推挽工作过程更接近线性。

关于二极管的选用，我用2AP9、2AK7、1N4148、1N60P做对比试验：输入端送入一个正弦波，用双踪示波器观察输入、输出波形。只要适当调整U1、U2、U3使VD1—VD4处于导通状态（约流过1mA 左右的正向电流），输出波形都很光滑流畅，看不到开关失真和交越失真的迹象。分别调节示波器Y1、Y2增益，使输出波形与输入波形完全重合，把示波器的一踪置于倒相状态，得到输出与输入相减的波形——即失真波形，如图14所示。这种方法虽不能得到定量分析的结果，但完全可定性的说明问题。反复比较几种失真波形，1N4148的失真波形在小波峰处由一点点“尖”，不如其他几种平滑。而2Ap、2Ak的漏电流大、击穿低，决定选用1N60P。1N60P是低正向压降、高速开关二极管，1mA电流时的正向压降约0.2V左右，反向击穿45V。

在本机中，U1由电压放大器WH0503内的恒压偏置电路担任，U2、U3由WH0504担任。调整图4中的RP1、RP2即可改变功放管的静态电流。

推动管由两对2SC5171、2SA1930并联，每管静态电流约20mA。末级功放管用五对NJW0281G、NJW0302G并联（每声道十对），每管静态电流50--100mA，最大不失真输出时，每管工作电流达到400--450mA。

图13--同步偏置电压电路



图14--新甲类放大器失真波形



图15--新甲类放大器失真波形的频谱分析



图16--几种放大器的功耗比较



说说图4中的LDO—低压差稳压器。

由于PCB板较大，电源引线很长，加之从36.5V稳压电源到印制板的电源接口处，引线也很长。在大信号下，信号谐波通过推动管集电极窜入电源，仅靠退耦电容不能完全滤除。满负荷输出时，在电压放大器WH0503的电源引脚处，可见50mVpp左右的二次谐波。虽然在听感上无明显差异，但由于没有好的测试设备，不能判断它对失真和噪声的影响有多大，心里总不实落。为此郁闷了好几天，也折腾了好几天。无奈想到了二次稳压。既是用TL317/337也能很好的消除这个谐波，但要浪费2—3V的电源资源。成品的低压差稳压器价格都很高。由TL431构成的低压差稳压器，过去在别的设备中用过，这次做了简化，效果不错。从成本角度讲，增加一级LDO远比增加一个补品电容小得多。

图17是由TL431构成的低压差稳压器（LDO）电路图。该电源输出电流100mA时压差小于0.5V（实测0.35V），纹波峰峰值小于2mV（示波器观察）。调整R95、R99可改变其额定输出电流，发光二极管仅作指示用。由于电路比较简单，原理就不多说了。

图17--LDO



电源电路

电源电路如图18所示，各声道独立供电。两只400W环形变压器，次级为两组28V、6A和两组38V、0.5A。大电流用快恢复整流二极管MUR1560（MUR1510以上即可）双桥整流，每组40000μF电容滤波。小电流用快速整流二极管FR207（FR202以上即可）双桥整流，TL317和TL431组成并联稳压电路。

从Cb5之后就已经是一个由TL431组成的完整的并联稳压电路，为什么还要加TL317呢？只有一个理由：为了降低电源的噪声和纹波！比较图19a、图19b便可看到（示波器Y轴增益每格1mV），增加了TL317后，噪声和纹波降低了2.5倍。

稳压电源额定输出36.5V，VTb1的CE压降1.5V，若输出300mA电流，Rb3上的压降为0.6V，这就要求TL317输出38.1V以上的电压。而TL317说明书给出的最高输出电压是37V，它能胜任吗？答案肯定的。输入48V，输出39V/300mA，连续工作8小时后测试，电压调整率、电流调整率以及纹波电压与输出36V/300mA时的基本一致。如果你想节约一点成本，取消VTb1、VTb2、VDb11、 Rb5也是可以的，纹波与图19b完全一样。但这时调整电压却非常危险，稍不小心就会烧毁VTb3。

辅助电源如图20示：40WE形变压器，次级38V/1A，稳压后36V、5V供继电器，12V供风扇。

图18--电源电路



图19a--不加317时的纹波



图19b--增加317后的纹波



图20--辅助电源



保护电路

原本并没打算加保护电路。因为静态时输出端对地直流电位小于±2mV，不加延时，扬声器也很安静。但由于10对管子的位置就基本决定了PCB板的长度，画完主要电路后，板上有很大富裕空间，就把保护电路加上了。这一加倒搞复杂了，用了二块μPC1237。一块用于控制扬声器，一块用于控制主板电源。

所具备的保护功能有：1. 开机延时接通主板电源和扬声器；2. 关机先切断扬声器然后切断主板电源；3. 输出端对地直流电压超过±1.5V时，切断扬声器和主板电源；4. 功放管任意一管电流超过10A时，切断扬声器和主板电源；5. 功放管散热器温度达到80度左右时，切断扬声器和主板电源；6. 输出产生严重削波时，切断扬声器和主板电源。电路图见图21。μPC1237的功能和应用多有资料介绍，此处不多赘述

图21--保护电路



PCB

图21--主板PCB



图22--电源版PCB



这样的图实际上看不清楚，还是看下面的实物照片吧。

印制板在交付厂家前，自己做过二版，尽可能做到元器件排列整齐美观，布线规矩合理。但电子产品的设计大都是在两难中搞折中，差不多即可，难说完美二字。

印制板用基板2mm厚，原要求覆铜皮100μm厚，厂家做成了75μm，只好作罢。单面覆铜板虽然产生了较多的跨接线，但有利于DIY折腾。

PCB设计中考虑了“新甲类”、“甲类（甲乙类）无大环路负反馈”、“甲类（甲乙类）有大环路负反馈”三中类型的兼容，以适应不同类型放大器的比较和选择。印制板焊接面有八组方形焊点，在元件面对应位置印有A、a；B、b；C、c1、c2、c3；H、h1、h2字符，这些方形焊点的不同连接，构成不同类型的放大器。

大电流地线、电压放大级（稳压电源）地线、辅助电源地线，以及信号地、输出地在PCB版上都是独立走线，最后到机壳底板的接地点汇合，

跨接线大部分长度和0.5W电阻的长度一样（12.7mm），用Ф0.8mm的裸铜线折制，主板和电源板的大电流引线，大都在5mm宽，且镀了2mm宽的锡，在焊接面又衍焊了一根Ф1.5mm的裸铜线，如图23、图24。

图23--主板焊接面



图24--电源板焊接面



只是为了“低碳”啊，既是新甲类，音量开到“很大”，但不是震耳欲聋的程度，估计有十W左右吧？四小时后，老婆说可以“摊煎饼”。改成甲类很方便，PCB上留有甲类的接点。以后有时间再试听。

材料选择

我对元器件的选择原则是：唯真不唯补。只是这个“真”字的确难求。无论是网上还是市场上买的东东，都要逐一检测，最好在它的（略低于）极限条件下运行一下，以免上机后反复撤换。

电阻：金属膜，误差小于1%，主板用0.5W，电源板除二只是2Ω/3W外，其余为0.25W。最后上机是DALE，是作对比试验留在板上了，倒不是听出了什么差别。只因我所具备的硬件----音源、音箱、听音环境，软件----耳朵等条件不“顶级”，难分一、二、三。

电容：10000μF/63V电解电容是“松下”，其余电解电容是“尼吉康”，薄膜电容用威马，均为普通级别而非“补品”。

大功率管：用2SC5200 / 2SA1943，和 NJW0281G / NJW0302G 都试过。只是觉得2SC5200 / 2SA1943更耐折腾。试验中折腾坏5对NJW0281G / NJW0302G ，5200和1943没坏一只。最后留在机上的是NJW0281G / NJW0302G。

继电器：大电流继电器用福特JZC-22 F3 ，它的最大转换电流20A，可承受80A的浪涌电流，镀金触点。由于图4中退耦电容C19、C21的充电电流很大，K4也应选择能承受较大冲击电流的继电器，否则，断电后触点不易释放。本机选用欧姆龙G2R12V双触点继电器。K1是西门子DC5V2A双触点继电器，型号是V23079A1001B301，要是用DC12V的，倒可省去一组5V辅助电源。

散热器：买佛山“昊然”的，音响材料网上有卖。整体铝型材，长450mm，高250mm，厚75mm，基板厚15mm。重10kg。二片花去了我近900两银子（去年的价格）。

变压器：环牛是四川崇山恒达定做的。参数上文说过。

220V输入端用了一个250V/8A滤波器，是拆机旧货。

装配与调试

有兴趣看贴到了这层楼的人，已是无需再看如何如何焊接之类的话了。直接上几张照片吧！









调试也只能择其要点简叙。几天来，打字以及转换图片格式，让我有些坐不住了。

? 36.5V稳压源：将3W 2Ω的Rb3换成0.5W 30Ω左右，RPb3调整到约8k左右

的位置。检查焊接无误即可通电。调整RPb1，在Rb3输入端电压为38.5V。调整RPb3，使输出电压达到36.5V。Rb3换回3W 2Ω电阻。待装在散热器上后再仔细统调。额定电流300mA，电流调整率小于1%。整机在最大输出时约需270mA。

四组大电流电源也应分别通电检查，输出空载电压约为37V左右。检查一下只为别装在散热器上再拆下来，16只管子拆一次很麻烦。

主板焊完除模块和大功率管之外的其它元件后，先调整缓冲器（12V）、直流伺服IC（12—15V）电压，以及低压差稳压器电压。调整RP5，使LDO输出36.0V。接入360Ω负载，电压下降应小于1%。否则改变R95的阻值。R95不宜取值过大，以免烧坏VT30。模块需50mA左右的电流，100mA的额定电流应是绰绰有余。

? 保护电路的调整：VT39、VT40焊好后接入CH4，引线要用耐高温绝缘导线。接通36V辅助电源，调整RP7，室温下IC10的2脚电压调到0.45V左右，加热VT39、VT40并监测其温度，80度左右时继电器触点释放，否则应调整RP7，重新设定室温下IC10的2脚电压。验证开机关机时继电器触点是否吸合或释放；在“OUT+”、“OUT-”端和地之间接入1.5V—2.5V（–1.5--–2.5）电压，验证继电器触点是否释放；过流保护的验证是从D、F点（VD11、VD13正极）和输出端之间，接入5V可调电压，从E、G点（VD12、VD14负极）和输出端之间，接入–5V可调电压，慢慢调整电压，看继电器触点是否释放。连接CH6和CH7，重复以上验证。温度监测要等大功率管固定在散热器上以后，再仔细调整。若要调整过流保护起始值，可改变R101 、R103的阻值。

? 焊好IC1、IC2、 IC3，按甲类无大环路负反馈方式，从R25与R26、R27与R28

的节点处连接反馈电阻，检查IC2的7、8、9、10脚对地电压应为1.45V—1.5V，8、9脚为正，7、10脚为负。调整RP1 、RP2，R25--R28上的压降约为0.65V为宜。若有示波器和信号源，观察R25与R26、R27与R28的节点处，有无自激、噪波大小以及输出波形。记得检查完后拆去以上焊接，恢复焊点原状。

? 焊好大功率管，将其固定在散热器上，接通电源，触摸各大功率管有无过热现象。若正常，3--5分钟后调整RP1 、RP2，使大功率管射极电阻上的压降为0.02V左右，各射极电阻上的压降会有差异，如果大功率管配对好，差别一般在5mV左右。待散热器微温再调整一次。在正负输出端之间接8Ω100W负载，输入端加1kNz音频信号，示波器观察输出信号。逐渐加大输入信号，射极电阻上的直流电压也在不断上升，这说明“同步偏置电路”已起作用。直到最大不失真输出时，射极电阻上的压降约0.09V左右。将输入信号回调四分之一，开机“烧”着，监测散热器温度，到80度时调整RP7，让温度保护起控。考虑到散热器的温度梯度，功放管温度会略大于80度，但不会超过90度。大功率管静态电流和温度保护的调整，可能需要反复几次才能搞定。





关于接地

1.音频功率放大器的地线和在低板上的星形接地“点”的处理，也是论坛上经常讨论的问题，无论理论还是实践都有很多好帖子。这里只说说本机在制作过程中遇几个问题以及处理方法，供交流和借鉴。

? 2.原打算将大电流的地线和正负电源线直接连接到主板的接线端子，地线不汇集到底板的接地“点”。结果发现，继电器吸合后立即释放，没想到会有如此大的影响。

? 3.将大电流地线接到底板有二种接法，如图31。按左图接地，耳朵距音箱20cm

可闻“嘶嘶”声；按右图接地，耳朵需贴在音箱上才可听到轻微“嘶嘶”声。电压放大级的稳压电源的接地点也如右图处理。

? 4.前面说过：将所有的地线，在机壳底板的接地点汇合。在实践中真真做到

“一点”接地，也有让人郁闷的时候。机箱很大，所有地线引入“一点”时，由于线长、线多，显得很凌乱。本机是在变压器屏蔽罩的两头接地，然后将二点用二根10mm电缆的屏蔽层连接。（没找到合适的铜板啊！）如图32。效果也不错。

图31--接地点的处理



关于补偿电容

图4中的补偿电容C1 、C2不加也看不到任何振铃现象，但有一点高频过冲。增加补偿电容后，能改善高频过冲，如图33a—33e，但会影响转换速率和频响。8Ω负载，70W测试幅频特性，5pF时从70kHz—100kHz下降0.6dB，10pF时60kHz—100kHz下降0.9dB。本机折中取10p。

以下图中的测试频率为10KHz。

测试用的方波信号是用555电路做的整形电路，输入低频信号发生器的正弦波，整形后得到的。所以输入信号的前后沿都不理想，只能作参考而已。

把输入输出信号重合后观察，15KHz以下完全重合，20KHz略见相移，也就是有一条亮线的宽度吧。50KHz可见明显相移。

图33a--无补偿



图33b--5p补偿



图33c--10p补偿



图33d--15p补偿



图33e--20p补偿



总装

变压器屏蔽罩是废旧市场掏得1mm厚镀锌铁皮，自己敲打的。它的另一个功能是支撑电源散热器。电源散热器宽120mm，长350mm，是三小块拼接的。不过后来发现，不应该把大电流整流管的散热和稳压电源的散热连在一起，这样拆装不方便。

大功率管散热器是长450mm，宽250mm，厚75mm的整体铝型材，可直接作机箱侧面板。用20mm×30mm、厚3mm的不等边角铝，做两个247mm×310mm的框架，如果做成430mm的标准机箱，容积也是够用的。角铁的成本低很多，太硬，做出来精度和平整度很差，偶做了一对，废了！

上下低板1mm后镀锌铁皮，后面板3mm后铁板，太重了！有米还是铝的好！前面板10mm厚铝板，太贵！真想把它做成木头的！

把手暂缺。

重：40Kg，可能过了。

故障指示是多谐震荡器控制的LED，多谐震荡器有μPC1237的6脚控制。图就不上了。

按图34—图39的次序装配。作最后的检查、调整。剩下的那点事就不用说了，OK！















机内有三个风扇，后面板那个是80*80，电脑电源用的那种。主要目的是降低机箱的温度。由于使用了并联稳压电源，长时间运行，电源散热器的温度还是比较高的。二个架在模块上的是60*60，电脑CPU用的那种。如果电压放大器电压在正、负36V一下，也就是输出功率100W一下，是可以不用的。如果输出功率做到四五百W，电压放大器电源用正、负40——48V，就必须加风扇了。原想把这二个风扇搞成自动的，——就是只有模块温度升高到70度左右才打开，由于没时间，暂时搁置了。

三个风扇都是双速带轴承的，用低速那一档，声音很小，站在机箱前，不是刻意去注意，几乎听不到声音。风扇电源是独立的（辅助电源），所以干扰不会通过电源串入信号通道。

全平衡不仅仅是能提高线性，它的动态、信噪比、共模抑制能力、输入阻抗、输出阻抗都可以得到很大的改善。

多管并联的应用，其目的原是为了提高输出电流、降低输出阻抗，以获得较大的推动力。同时，也提高了阻尼系数，使之对扬声器有更好的控制能力。但多管并联的好处远不止于此，首先：在相同输出功率下，多管并联，每管的工作电流小，因而热噪声小这是不言而语的。其次：晶体管的放大倍数与集电极电流的关系并不是“全程”线性的，大功率管尤为突出。每管工作电流小，容易使放大倍数处于其特性曲线的线性区内，解决了晶体管参数因工作状态变化而呈现的非线性变化。第三：有人研究：多管并联的“交调失真极度减小，流过平滑滤波电容的纹波负担大大减轻。”至于对音质的影响，有资料是这样说的：“音质甘纯，柔美自然，细腻纯真，极具音乐表现力”。

最近觉得4页图21--保护电路中的温度检测部分不很理想。一是调整麻烦，要反复多次；二是由于原图中VT38的温度效应，致使温度控制不准。今天重新设计了一款，经过试验，效果比较理想。将图附上，供坛友参考。

变更--图21-保护电路



图5把2只场效应管的极性画反了，现更正如下：

  
什么是纯甲类后级功放 

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